Регуляторы уровня сигнала пассивного типа

Регуляторы уровня сигнала пассивного типа можно выполнить, используя ОУ в качестве буферного каскада как по схеме неинвертирующего включения, так и по схеме инвертирующего включения. При этом задача активного элемента заключается в обеспечении и сохранении параметров и характеристик регулятора: согласование его выходного сопротивления, обеспечение минимальных шумов и искажений, частотных характеристик. Далее речь пойдет в основном об искажениях вносимых активным элементом, возникающих в процессе регулирования уровня сигнала. О частотных искажениях и шумах для разных способов регулирования в основном будут даны замечания, носящие обобщенный характер

Потенциометрические регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении

Наиболее часто встречающаяся схема регулирования уровня сигнала – регулятор уровня (потенциометр), за которым следует буферный каскад (ОУ), включенный в неинвертируещем включении. На входах такой схемы (Рис.4) неизбежно появляется синфазный сигнал и, связанные с ним, синфазные токи. Причем значение сопротивления подключаемого к входу ОУ переменно, зависит от угла поворота ручки потенциометра

Зависимость нормированного (от значения Rп)  выходного сопротивления (в процентах) от коэффициента передачи регулятора Кр можно представить в виде следующего соотношения: Rвых(%) = Кр*(1 - Кр)*100, а его график приведен на Рис.3. Как видно из графика кривая симметрична относительно точки Кр = 0,5 (-6дБ). Максимальное значение сопротивления в этой точке равно 0,25Rп или 25% (здесь и далее внутреннее сопротивления источника сигнала считается равным нулю). Это наихудшее положение ручки потенциометра с точки зрения влияния синфазных токов. Наихудшей же зоной с точки зрения нелинейных искажений будет область значений между Кр = 1 и Кр = 0,5

Рис. 3

В верхнем положении ручки потенциометра Кр = 1 и искажения определяются искажениями ОУ в неинвертирующем включении. Далее к ним начинают добавляться искажения, вызванные синфазными токами. Одновременно происходит изменение искажений и в связи с изменением уровня сигнала. Однако рост значения сопротивления в этой зоне более быстрый, чем спад величины напряжения, поэтому в этой зоне происходит быстрый рост искажения. Максимум искажений обычно лежит в области значений Кр = -3дБ ÷ -6дб. В области же значений между Кр = 0,5 и Кр = 0 лежит зона, в которой и сигнал и Rвых потенциометра уменьшаются. Поэтому здесь, в этой зоне, искажения сначала медленно, а затем все быстрее уменьшаются

Экспериментально полученные данные, представленные в Таблицах 1, 2 можно распространить с достаточно хорошей точностью и на потенциометрический регулятор уровня. Это хорошо известные в теории линейных цепей соотношения замещения схем представленных на Рис.4 и Рис.2. В среднем положении ручки потенциометра (Кр = 0,5) схему Рис.4 можно заменить на эквивалентную ей схему представленной на Рис.2, в которой R1= 0,25Rп (R2 = 0), а входное напряжение схемы Рис.4 равно удвоенному входному напряжению схемы представленной на Рис.2 (см часть I)

Применительно к схеме Рис.4 указанные номиналы резисторов и напряжений схемы Рис.2 будут соответствовать для Rп: 6кОм, 20кОм и 60кОм, и входному напряжению 2 и 4 вольта. Этот диапазон номиналов потенциометра Rп и входных напряжений охватывает наиболее употребительный диапазон используемых резисторов и напряжений на входах усилителей

Далее поведение буферного каскада при регулировании уровня сигнала и будет рассматриваться в этих двух положениях регулятора уровня: в верхнем положении (максимальный уровень сигнала) и в среднем (Кр = 0,5), в котором наблюдаются максимальные синфазные токи. Такой подход хорошо согласуется с практикой использования идеализированных потенциометров для большинства микросхем и, не загромождая таблицы большим количеством данных, позволяет по двум точкам оценить поведение микросхем в регуляторе. Влияние реальных параметров потенциометра на искажение буферного каскада будет показано далее на примере ограниченного числа микросхем

Экспериментальные данные нелинейных искажений соответствующие этим двум точкам приведены в Таблице 3. В ней в строке Кг0 приведены нелинейные искажения для схемы Рис.4 в верхнем положении движка потенциометра Rп, а в строках Кг1, Кг2, Кг3 нелинейные искажения для среднего (Кр = 0,5) положении движка потенциометра Rп. Значения номинала потенциометра Rп указаны рядом в скобках. Все данные кроме Кг0 для четырех вольт заимствованы из Таблицы 1

Анализируя поведение коэффициента гармоник в зависимости от значения номинала потенциометра Rп можно увидеть два вида, характера этой зависимости. В соответствии с чем, и выделим две группы микросхем и рассмотрим характерное поведение коэффициента гармоник для каждой группы в отдельности

Анализ поведения коэффициента гармоник для первой группы микросхем

К первой группе и самой многочисленной можно отнести все микросхемы кроме AD8620, NE5532, AD826, AD8599, LM6171. Для этой группы для среднего (Кр = 0,5) положения движка потенциометра Rп нелинейные искажения уже довольно резко возрастают при значении номинала Rп = 6кОм и еще более увеличиваясь с его ростом. Зависимость эта для микросхем AD825, LT1220, JRC2114, OP275, OPA2134 достаточно линейная. Несколько больше нелинейную зависимость имеют микросхемы «пороговой» группы: LME49710, AD8066, LME49860, THS4062

Зависимость искажения от входного напряжения для большинства микросхем так же достаточно линейна. Несколько более нелинейно ведут себя микросхемы, отнесенные к группе «пороговых»

Лучшая микросхема в этой группе LME49860. У нее нелинейные искажения при Rп = 6кОм, 20кОм (2 вольта) укладываются в диапазон стотысячные. Для AD8066, LME49710 это условие выполняется только при Rп = 6кОм и входном напряжении 2 вольта

Анализ поведения коэффициента гармоник для второй группы микросхем

Ко второй группе отнесены микросхемы AD8620, NE5532, AD826, AD8599, LM6171. Эти микросхемы обладают общей для них особенностью: у этих микросхем при номинале резистора потенциометра Rп = 6кОм в среднем положении ручки потенциометра практически не происходит рост нелинейных искажений (они не превышают значений в верхнем положении)

Эта особенность поведения регулятора, скорее всего, вызвана тем, что по мере перемещения движка потенциометра Rп возрастающие при этом искажения вызванные «синфазным» током частично компенсируются искажениями общего вида

Из данных Таблицы 3 видно, что у микросхем данной группы при  Rп = 6кОм с изменением положения ручки потенциометра от верхнего положения к среднему нелинейные искажения уменьшаются, а при Rп = 20кОм для микросхем AD8620, NE5532, AD8599 искажения не ухудшаются

Используя это свойство на базе этой группы микросхем можно построить довольно качественные регуляторы. Лучшая микросхема из всех тестируемых и в этой группе LM6171. У нее нелинейные искажения при Rп = 6кОм и при Rп = 20кОм (2 вольта) укладываются в диапазон стотысячные, а при  Rп = 60кОм в диапазон десятитысячные. Несколько уступает ей NE5532, далее следуют AD8620 и AD826. Хочу еще раз обратить ваше внимание, что высокие параметры этой группы достигаются взаимной компенсацией искажений различных их составляющих, которые могут зависеть от конкретного экземпляра микросхемы, а так же от режима работы каскада. Зависимость искажения от входного напряжения для большинства микросхем данной группы так же достаточно линейна

С целью иллюстрации взаимной частичной компенсации искажений для микросхемы NE5532 был проведен эксперимент, результаты которого приведены в графическом представлении на Рис.6. На нем представлена зависимость коэффициента гармоник каскада собранного по схеме Рис.2 (R2 = 0) для ряда резисторов на входе ОУ и входного напряжения 1 и 2 вольта. Маркеры на графиках (зеленый цвет) соответствуют следующему ряду сопротивлений: 0; 0,1кОм; 0,249кОм; 0,5кОм; 1кОм; 1,5кОм; 2,26кОм; 5кОм. Из графиков видно, что минимум искажений соответствует сопротивлению 1,5кОм, а граница зоны, в которой коэффициент гармоник не выходит за пределы искажений начального значения примерно 3,5кОм. Таким образом, из приведенных графиков видно, что оптимальное значение номинала сопротивления потенциометра при котором будут наблюдаться минимальные искажения Rп = 6кОм, а зона его приемлемого значения – до 15кОм

Рис. 6

Это свойство взаимной компенсации гармоник синфазным током у ряда микросхем может быть использовано для минимизации гармонических искажений в повторителях напряжений, в каскадах, использующих на входе ОУ RC цепочки и в ряде иных схем

Пути снижения искажений буферного каскада в данном способе регулирования уровнем сигнала очевидны. С одной стороны это компромиссы: уменьшение входного напряжения, уменьшение номинала сопротивления потенциометра, выбор соответствующей микросхемы

Другой путь: подбор режима работы для микросхем, у которых возможна взаимная компенсация, составляющих искажений

Уменьшить влияние каскада на искажения в данном способе регулирования уровнем сигнала можно и симметрированием входов ОУ в соответствии со схемой, представленной на Рис. 5. Для этого необходим сдвоенный потенциометр, что конечно усложнит конструкцию

Здесь так же поведение буферного каскада при регулировании уровня сигнала рассматривается в двух положениях движка регулятора уровня: в верхнем положении и в среднем (Кр = 0,5). Однако в этом случае, как будет показано ниже, реальные параметры потенциометра могут оказать существенное влияние на симметричность входных цепей что, в конечном счете, отразится и на уровне искажений буферного каскада

Экспериментальные данные нелинейных искажений для схемы, представленной на Рис. 5 приведены в Таблице 4. В ней так же в строке Кг0 приведены нелинейные искажения для верхнего положения движка потенциометра Rп, а в строках Кг4, Кг5, Кг6 – для среднего (Кр = 0,5). Значения номинала сдвоенного потенциометра Rп указаны рядом в скобках. Все данные кроме Кг0 для четырех вольт заимствованы из Таблицы 1 для симметричного режима

Рассмотрим экспериментальные данные, приведенные в Таблице 4. Из анализа этих данных видно, что ввиду хорошей симметрии синфазных токов у микросхем AD825, LT1220, JRC2114, AD826, OPA2134 искажения вызванные асимметрией входных синфазных токов весьма малы и практически не оказывают влияния на искажения регулятора вплоть до значения Rп = 60кОм. То есть для этих микросхем нелинейные искажения практически полностью определяются искажениями ОУ в неинвертируюшем включении, резисторы на входах не вносят своего вклада в искажения схемы. То же самое можно сказать и о микросхемах AD8620, AD8599, LM6171, но до значений потенциометра Rп = 20кОм

У микросхем LME49860, JRC2114 и OP275 наблюдается взаимная компенсация составляющих искажений вызванных «асимметрией токов» с искажениями общего вида. Для микросхемы JRC2114 минимум искажений, неглубокий, находится в районе Rп = 20кОм, а вот у микросхем LME49860 и OP275 минимумы довольно глубокие и наблюдаются соответственно при  Rп = 6кОм и Rп = 60кОм

С целью иллюстрации взаимной частичной компенсации искажений в симметричном режиме для микросхемы LME49860 был проведен эксперимент, результаты которого представлены на приведенном выше графике (кривые синего цвета) Рис.6. На нем представлена зависимость коэффициента гармоник каскада собранного по схеме Рис.2 (R1 = R2) для тех же номиналов резисторов и входного напряжения, что и для микросхемы NE5532. Из графиков видно, что минимум искажений так же находится в области сопротивления 1,5кОм, а граница зоны, в которой коэффициент гармоник не выходит за пределы искажений буфера – 2,5кОм. Значение минимума Кг при входном напряжении 1 вольт довольно глубокое и взято по уровню шума (уровень гармоник ниже уровня шума). В этой точке, возможно, наблюдается и взаимное взаимодействие гармоник установки и испытуемого каскада

Необходимо отметить, что при практическом осуществлении схемы по Рис.5 необходимо параллельно каждому резистору сдвоенного потенциометра включить по резистору с номиналом R > 3Rп с целью исключения перегрузки ОУ при пропадании контакта движка потенциометра

Как говорилось выше, реальные и паразитные конструктивные параметры потенциометров особенно в симметричном включении могут изменить как характер зависимости, так и абсолютные значения искажений регулятора в целом. Использование в регуляторах дискретных потенциометров, построенных на основе качественных и хорошо согласованных резисторах, позволит исключить влияние таких параметров, как их собственные искажения и точность согласования (в симметричном режиме) по каналам на искажения буферного каскада. Исходя из выше приведенных соображений, в экспериментах с реальным потенциометром и был выбран дискретный потенциометр от усилителя «Бриг 001»

Потенциометр реализован на переключателе галетного типа на 24 положения и имеет значение полного сопротивления 33,2кОм. Он хорошо согласован по каналам и имеет небольшие собственные искажения. Максимальное эквивалентное выходное сопротивление потенциометра относительно входа буфера при коэффициенте передачи Кр = 0,5 равно Rвых = 8,3кОм

Экспериментальные данные для стандартного (асимметричного) включения потенциометра и при входном напряжении 4 вольта приведены в Таблице 5

Какие выводы следуют из этих данных. Для всех микросхем: снижение коэффициента передачи регулятора всего на -1дБ приводит к резкому возрастанию искажений; в зоне коэффициента передачи регулятора -3дБ – -6дБ для большинства микросхем находится максимальное значение Кг; в зоне -1дБ – -8дБ Кг изменяется не сильно. Снижение искажений до уровня приблизительно соответствующие значению 0дБ (максимальное значение сигнала) находятся в зоне коэффициента передачи регулятора -20дБ – -30дБ. Сопоставление Кг для всех микросхем при коэффициенте передачи -6дБ для Таблицы 3 и Таблицы 5 показывает очень хорошее совпадение данных (используя линейную аппроксимацию)

Экспериментальные данные для симметричного включения для микросхемы OP275 в графическом представлении приведены на Рис.7. На том графике представлены данные эксперимента и для стандартного включения

Данные эксперимента для стандартного включения взяты из Таблицы 5 и дополнены дополнительными данными. Координаты маркеров на графиках соответствуют координатам оси коэффициента передачи регулятора следующего ряда: 0дБ, -1дБ, -2дБ, -3,3дБ, -4,8дБ, -6,3дБ, -8дБ, -11,2дБ, -15дБ, -21,2дБ, -27дБ, -33,4дБ. Гармоники в спектре сигнала при симметричном включении при коэффициенте передачи регулятора -27дБ и ниже не регистрируются (теряются в шуме)

Рис. 7

Все, что было сказано выше для стандартного включения потенциометра, хорошо иллюстрируется на графике (Рис.7). Хорошо видна зона быстрого возрастания искажений (до -1дБ), плоская часть (-1дБ ÷ -8дБ), зона быстрого, нелинейного снижения искажений. Максимум коэффициента гармоник соответствует -3,3дБ, а возвращение коэффициента гармоник к уровню соответствующему 0дБ происходит при ослаблении сигнала, где то около -30дБ. Сопоставление данных при коэффициенте передачи -6дБ для графика и таблицы показывает очень хорошее совпадение (используя линейную аппроксимацию): в Таблице 3 для 20кОм Кг = 0,005%,  по графику для 33,2кОм Кг = 0,0084%

Сопоставляя графики, приведенные на Рис.7 видно, что выигрыш при использовании симметрирования очевиден – разница более чем на два порядка при коэффициенте передачи -6дБ. В области -6дБ для нижнего графика наблюдается небольшой «горб». В этой области выходное сопротивление потенциометра близко к максимальному своему значению, что делает регулятор наиболее чувствительным в этой зоне к паразитной емкости потенциометра. Сопоставление Кг при коэффициенте передачи -6дБ для графика и таблицы показывает, что при использовании потенциометра искажения раза в два выше искажений приведенных в Таблице 4. Причина этому некоторое ухудшение точности симметрирования из-за паразитной емкости потенциометра и соединительных проводов. Более подробно об этом будет сказано ниже при обсуждении регулятора «лестничного» типа

Есть еще один путь применимый к некоторым ОУ позволяющий улучшить спектр искажений регулятора, который связан с подбором напряжения питания. Нагляднее всего это можно показать на микросхеме LM6171. Эта микросхема в экспериментах показала себя лучшей в качестве буферного каскада в схеме регулирования уровнем сигнала. Было замечено, что у нее спектр искажений довольно сильно зависит от напряжения питания. Вероятнее всего это вызвано следующим. Внутренняя структура ее двухканальная, содержит два параллельных канала на транзисторах разного типа проводимости и одинаковые структуры на инвертирующем и неинвертирующем входе микросхемы. И, скорее всего, с изменением напряжения питания осуществляется «тонкая» балансировка параллельных структур

С целью иллюстрации выше сказанного в Таблице 6 приведены данные эксперимента повторителя напряжения на микросхеме LM6171 в неинвертирующем включении (Рис. 2) при входном напряжении 2 и 4 вольта и при разных напряжениях питания. Номиналы резисторов на входах ОУ приведены в первых двух строках. Каскад также нагружался на эквивалентную нагрузку 2,5кОм

Экспериментально было установлено, что для данного экземпляра микросхемы при выходном напряжении 2 вольта минимальное количество гармоник в спектре (две) сохраняется при напряжении питания находящегося в пределах 12в – 14в. Резкий рост гармоник в спектре начинается примерно с напряжения питания 14,5 вольта. При снижении напряжения с 14 до 12 вольт процентов на двадцать возрастают гармонические искажения. При дальнейшем снижении напряжения питания появляются высшие гармоники, но не так резко как при повышении напряжения. При выходном напряжении 4 вольта компенсация гармоник менее эффективная. Оптимальное напряжение питания при этом выходном напряжении 13 вольт, количество регистрируемых гармоник пять. Благоприятно сказывается использования оптимального напряжения питания и при симметрировании входов микросхемы. Таким образом, для получения высоких характеристик, как по искажениям, так и по спектру у этой микросхемы необходимо ограничить входное напряжение на уровне менее четырех вольт при умеренной нагрузке 2 – 3 кОм и напряжении питания 12 – 14 вольт

Регуляторы уровня «лестничного» типа с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении

Регулятор уровня «лестничного» (ступенчатый) типа взят  из той же работы (1), о которой говорилось выше. По оценкам автора он имеет очень высокие параметры, проверенные как в объективных, так и в субъективных тестах: имеет высокую точность согласования каналов, минимальное количество резисторов и коммутирующих элементов, весьма низкие нелинейные искажения, хорошую амплитудно-частотную характеристику, нейтрален как регулятор громкости, не добавляет и не отнимает ничего у оригинального звука

С моей стороны было интересно посмотреть влияние этого регулятора на нелинейные искажения буферного каскада, так как его конфигурация отлична от дискретных регуляторов потенциометрического типа. Интересными оказались и возможные конфигурации схем подключения регулятора к активному элементу схемы

Схема регулятора представлена на Рис.8. Он состоит из семи «Г» образных ячеек имеющих затухание от -1дБ до -64дБ. Максимальное затухание семизвенного регулятора составляет -127дБ. Резисторы ячеек регулятора рассчитаны таким образом, что создавая определенное, свое затухание, каждая ячейка имеет, тем не менее, постоянное входное сопротивление и равное в данном случае 10кОм. Для правильной работы выход регулятора должен быть нагружен на сопротивление номиналом 10кОм. Поскольку нагрузка для каждой ячейки всегда постоянна, то и ослабление каждой ячейки не зависит от статуса остальных ячеек (подключены они или нет), в связи, с чем входное сопротивление регулятора в целом постоянно и не зависит от его коэффициента затухания

Чтобы оценить влияние данного типа регулятора на нелинейные искажения, подключенного к нему буферного каскада, необходимо оценить пределы изменения его внутреннего сопротивления со стороны выхода. Затем сопоставляя их с регулятором, выполненным по потенциометрической схеме оценить возможность использования полученных выше результатов приведенных в Таблицах 3,4 и к нему

С этой целью был собран макет регулятора, у которого в качестве коммутируемых элементов использовались тумблеры (смотри Рис.8) на котором и были измерены все необходимые параметры регулятора. Выходное сопротивление было измерено при коротком замыкании входа на каждом шаге ослабления регулятора до -32дБ, при больших ослаблениях – только в некоторых характерных точках

Результат эксперимента представлен в виде графика на Рис.9, на котором приведен и график изменения Rвых потенциометрического регулятора

Рис. 9

Из сопоставления графиков видно, что в области от Кр = 1 до Кр = 0,5  оба регулятора ведут себя примерно одинаково. В точке Кр = 0,5 различие всего около 5%. Максимум Rвых «лестничного» регулятора наблюдается в точке -7дБ и он примерно на 7% выше максимума потенциометрического регулятора, а вот поведение регулятора в правой полуплоскости графика более сложное – наблюдаются ступенчатые изменения Rвых в точках перехода: -3дБ – -4дб; -15дБ – -16дб; -31дБ – -32дБ; -63 – -64дБ. В связи с таким поведением Rвых в правой полуплоскости графика нелинейные искажения у регулятора «лестничного» типа будут несколько выше, а зона этого влияния – шире. Тем не менее, все результаты, которые были получены ранее для потенциометрического регулятора, применимы и в этом случае, так как отличия в зоне до Кр = 0,5 небольшие. А отличие поведения в правой полуплоскости графика выразится лишь в более медленном снижении искажений со скачками в точках перехода Rвых указанных выше

Подключение регулятора к ОУ показано на схеме Рис.10. Входное сопротивление регулятора с указанными номиналами резисторов 10кОм

С целью иллюстрации изложенного выше поведения искажений у регулятора данного типа были измерены коэффициенты гармоник для трех микросхем в точках излома Rвых регулятора. Эксперимент проводился при четырех вольтах на входе. Данные эксперимента приведены в Таблице 7

И в этом случае, как и в потенциометрическом регуляторе как видно из данных приведенных в Таблице 7 снижение коэффициента передачи регулятора всего на -1дБ, приводит к резкому возрастанию (на порядок) искажений. В зоне коэффициента передачи регулятора -1дБ – -8дБ находится максимальное значение Кг и в ней Кг изменяется не сильно. В точках перехода коэффициента передачи регулятора к значению 2к  наблюдаются скачки Кг, связанные со ступенчатым изменением Rвых регулятора. Снижение искажений до уровня приблизительно соответствующие значению 0дБ находятся в зоне коэффициента передачи регулятора -15дБ – -32дБ

Пути снижения искажения каскада в данном способе регулирования уровнем сигнала те же что с потенциометрическим регулятором. С одной стороны это компромиссы: уменьшение входного напряжения, уменьшение номинала сопротивления регулятора, выбор соответствующей микросхемы

Другой путь: выбор номинала Rп и подбор режима работы микросхем, у которых возможна взаимная компенсация, составляющих искажений

Уменьшить влияние каскада на искажения в данном способе регулирования уровнем сигнала также можно и симметрированием входов ОУ. У регулятора «лестничного» типа для этого есть две возможности. Оба способа имеют свои как преимущества, так и недостатки

Одна из них функционально такая же что и в потенциометрическом регуляторе, приведенном на Рис.5. В ней используются два регулятора, что конечно усложнит конструкцию. Для этого необходимо выход компенсирующего регулятора включить между выходом и инвертирующим входом ОУ, а вход закоротить

Вторая возможность симметрирования представлена на Рис.11. Для ее осуществления необходим только один регулятор. Это возможно осуществить благодаря тому, что со стороны входа регулятор «лестничного» типа имеет постоянное входное сопротивление (10кОм). Изменив его включение на обратное (поменяв вход на выход) получим со стороны входа ОУ постоянное выходное сопротивление регулятора. Сигнал при этом необходимо подавать через последовательно включенное сопротивление 10кОм на выход регулятора. Входное сопротивление такого модифицированного регулятора становится переменным и находится в данном случае в пределах 10кОм – 100кОм с учетом номинала резистора стоящего на входе схемы. Кроме того к входам ОУ постоянно подключены резисторы номиналом 10кОм, что повышает уровень шума регулятора в целом и, в связи с чем, схема имеет более высокую чувствительность, как это будет показано ниже к паразитным емкостям регулятора

Графическое представление зависимости коэффициента гармоник от коэффициента передачи регулятора в стандартном и симметричном включении для микросхемы OP275 приведено на Рис.12

Данные эксперимента для стандартного включения взяты из Таблицы 7 и дополнены дополнительными данными. Координаты маркеров на графиках соответствуют коэффициенту передачи регулятора следующего ряда: 0дБ, -1дБ, -2дБ, -3дБ, -5дБ, -7дБ, -8дБ, -15дБ, -16дБ, -31дБ, -32дБ. Гармоники в спектре сигнала при коэффициенте передачи регулятора -31дБ и -32дБ в симметричном включении не регистрируются, теряются в шуме

Поведение регулятора в стандартном включении рассматривалось при анализе данных Таблицы 7. Было отмечено, что при  изменении коэффициента передачи регулятора всего на 1дБ происходит резкое возрастание коэффициента гармоник. Это утверждение хорошо иллюстрируется на графике. Далее при снижении коэффициента передачи регулятора до -15дБ следует довольно плоская часть, в которой коэффициента гармоник изменяется незначительно. Максимум коэффициента гармоник соответствует -5дБ, а возвращение коэффициента гармоник к уровню соответствующему 0дБ происходит при ослаблении сигнала, где то около -30дБ. На графике хорошо видны скачки коэффициента гармоник при переходе значений коэффициента передачи регулятора 7- 8, 15-16, 31-32 децибел

Рис. 12

Симметричное включение регулятора в целом существенно снижает коэффициента гармоник, однако это далеко от того что должно было бы быть. Так в точке 0дБ он существенно завышен – практически в восемь раз. Исследование этого феномена показало, что причина такого поведения коэффициента гармоник обусловлена паразитной емкостью регулятора. У макета регулятора она оказалась около 33 – 36 пикофарад. Это распределенная емкость коммутирующих элементов – тумблеров. Скачки коэффициента гармоник присутствующие на этом графике в тех же точках так же обусловлены изменением этой емкости при коммутации регулятора

  Для оценки влияния этой паразитной емкости на симметрирование была исследована схема, приведенная на Рис.13. Эксперимент проводился с микросхемой OP275, на вход подавалось напряжение 2 вольта. Результаты эксперимента представлены в Таблице 8

Как видно из таблицы ощутимое влияние емкости начинается уже примерно с 5пф, а коэффициент гармоник макета регулятора практически совпадает с коэффициентом гармоник с емкостью 33пф. Довольно значительное влияние паразитной емкости на симметрирование вызвано с одной стороны довольно высоким значением резисторов на входах ОУ (10кОм), его постоянством, а с другой стороны и все же значительной паразитной емкостью тумблеров. Отсюда вытекает и вывод: симметрирование довольно критично к паразитным параметрам регулятора. Организовать «хорошую» симметрию с постоянными резисторами нетрудно, а вот с регуляторами уровня сигнала значительно сложнее – необходимо тщательно продумать его конструкцию, расположение, исключить влияние соединительных кабелей

Влияние паразитной емкости на симметрирование сдвоенным регулятором (и потенциометрическим) будет меньше (при равных значениях Rп). Это обусловлено следующим: выходное сопротивление регулятора переменно, при коэффициенте передачи регулятора 0дБ оно равно нулю, максимальное значение Rвых регулятора меньше и составляет 32% (25%) от значения сопротивления регулятора

Уместно видимо здесь будет отметить и следующее: часто на входах усилителей ставят RC цепочку для ограничения полосы пропускания со стороны высоких частот. Само введение резистора на входе ОУ неизбежно повлечет к увеличению гармонических искажений схемы для большинства микросхем. А к чему приведет включение еще и конденсатора. Чтобы ответить на этот вопрос был проведен эксперимент со схемой, представленной на Рис.14. Частота среза RC цепочки с указанными на  схеме значениями ее элементов была выбрана около 300кГц. Были перебраны все четыре варианта ее включения, данные которых и представлены в Таблице 9

Как видно из данных Таблицы 9 при несимметричном включении подключение конденсатора практически не влияет на искажения. В симметричном включении искажения хотя и увеличиваются, но остаются на приемлемом уровне

Путь снижения возникающих искажений и здесь тот же, снижение номинала резистора, выбор соответствующей микросхемы и некоторое улучшение используя симметрирование. В этих схемах удобно использовать микросхемы с взаимной частичной компенсации искажений, как это показано для микросхемы NE5532 на графиках Рис.6. По графику (или из таблиц) выбирается номинал резистора, при значении которого искажения минимальны. А необходимая частота среза RC цепочки устанавливается соответствующим выбором емкости конденсатора

Продолжение / завершение части II

Свинтенок В. А. <svaleks @ rambler . ru>